Cascada preliminar unch. Clasificación de dispositivos de amplificación.

Etapas de preamplificación. La fuente de señal típica utilizada para desarrollar tensión de salida al nivel de 50-200 mV. Los amplificadores de alta calidad se orientaron hacia este voltaje. Anteriormente se ubicaban circuitos de corrección entre los enchufes de entrada y la rejilla de la primera lámpara, en los que la señal se atenuaba al menos a la mitad (6 dB) en la entrada más sensible. En el control de volumen con compensación fina, la atenuación mínima de la señal es de otros 6 dB. Los controles de tono que proporcionan ±20 dB de control suelen atenuar la señal entre otros 30-40 dB. Si había seguidores de cátodo en los circuitos de entrada, la pérdida de señal aumentaba otros 3-6 dB. Entonces, la atenuación total de la señal solía ser de 45 a 58 dB. El voltaje de la señal en las rejillas de las lámparas de la etapa final es en promedio de 10 a 20 V. La relación entre este valor y el voltaje de la señal de entrada es 10/0,05 = 200 (46 dB). Así, la amplificación de las etapas preliminares, teniendo en cuenta la atenuación de la señal y el voltaje requerido en las rejillas de las lámparas de la etapa final, debería haber sido previamente del orden de 90-100 dB. En otras palabras, la ganancia de las etapas preliminares debería ser de aproximadamente 100 000. Este es un valor bastante significativo para un amplificador de baja frecuencia. Si la ganancia de voltaje de cada una de las etapas del amplificador es aproximadamente 10, entonces, obviamente, el número de etapas debe ser igual a 5. Si la ganancia de cada etapa es aproximadamente 100, el número total de etapas será igual a 3 (con cierto margen). Dado que casi cualquier triodo de válvulas de baja frecuencia moderno proporciona una ganancia de 10 por etapa, y una ganancia de 100 por etapa es el límite incluso para buenos pentodos de baja frecuencia, se puede argumentar que para los amplificadores de válvulas el número de pre- Las etapas de amplificación deben oscilar entre tres y cinco.

¿Cuántas cascadas deberías hacer: 3 o 5? La primera respuesta, por supuesto, es "3". Sin embargo, no hay necesidad de apresurarse. Tres cascadas: esto significa que la ganancia mínima de la cascada es igual a la raíz tercera de 10000. Tenga en cuenta que no se trata del μ de la lámpara, sino de la ganancia de la cascada, que rara vez supera el 50% del μ de la lámpara. Por tanto, ya no se necesitan triodos. Esto significa que habrá tres cascadas en pentodos o, en casos extremos, dos en pentodos y una en triodo. Este último circuito, que no tiene margen de ganancia, no permite el uso de retroalimentación negativa en el circuito, es decir prácticamente inadecuado para amplificadores Hi-Fi, porque sin negativo comentario Es impensable reducir el factor de distorsión no lineal y ampliar el rango de frecuencia a los valores requeridos. Tres etapas en los pentodos pueden permitir la introducción de retroalimentación negativa, pero luego la primera etapa de entrada también se ensambla en el pentodo, y en este caso, como muestra la experiencia, es casi imposible lograr una ausencia total del efecto de micrófono y de fondo. nivel inferior a 60 dB. El otro extremo, cinco etapas en triodos, siempre proporciona la ganancia requerida incluso en las peores válvulas; sin embargo, utilizando válvulas con una ganancia promedio de aproximadamente 20-50, es fácil obtener la ganancia requerida con un margen suficiente con cuatro triodos ( es decir, en dos lámparas dobles). Este esquema es el más común. Es cierto que muchas empresas extranjeras producen un pentodo especialmente diseñado para la etapa de entrada con un bajo nivel de ruido propio y no propenso a los efectos del micrófono (EF-184, EF-804, etc.). Usando un pentodo de este tipo y triodos posteriores con un gran μ (90-120) del tipo ECC-83, es posible obtener la ganancia requerida en tres etapas usando el sistema pentodo - triodo - triodo, pero en primer lugar, dicho sistema requiere el uso de lámparas especiales y, en segundo lugar, acero para transformadores de muy alta calidad, lámparas finales altamente sensibles, etc. Por tanto, este esquema no es adecuado.

Nota. En el siglo XXI la situación ha cambiado significativamente. Hoy en día nadie utiliza etapas de preamplificación analógicas físicas. El preprocesamiento de la señal se confía a DAC de alta calidad. La señal de entrada se considera normal a 1-2 voltios. Por lo tanto, para un terminal de tubo, una amplificación de 20 a 50 veces es suficiente. Y solo uno puede hacer frente a esta tarea. lámpara eléctrica en la etapa de preamplificación. Se trata, por ejemplo, de un triodo doble que combina las funciones de un bass reflex. Es por eso que toda la basura de numerosas cascadas sucesivas permanece en el pasado lejano. Evgeny Bortnik.

Reflejos de graves. Si el inversor de fase se ensambla según un circuito en el que cada brazo es también un amplificador (por ejemplo, según el circuito de la Fig. 1), entonces la ganancia de este brazo se tiene en cuenta en la ganancia total del camino. Le recordamos que debe tener en cuenta la ganancia de un solo brazo, ya que el segundo brazo del inversor es solo un igualador del segundo brazo de la etapa final push-pull y no forma parte del camino general de amplificación.

Si el inversor de fase se ensambla de acuerdo con un circuito seguidor de cátodo simétrico (Fig.2), entonces su ganancia es siempre menor que la unidad, por lo que dicha etapa no solo no es una etapa de amplificación, sino que también requiere un aumento adicional en la ganancia total. entre 4 y 6 dB.

El método para seleccionar la ganancia de un amplificador de transistores es exactamente el mismo. Ahora específicamente sobre los circuitos de las propias etapas del preamplificador. Estos son los amplificadores resistivos más simples sin ninguna característica de circuito. Típico para todas las etapas, tanto triodos como pentodos, son las cargas del ánodo (colector) reducidas de 2 a 5 veces en comparación con los valores calculados óptimos para expandir el ancho de banda hacia frecuencias más altas, condensadores de transición aumentados a 0,1-0,25 µF y Resistencias de fuga de red de hasta 1-1,5 MΩ para reducir la caída de la respuesta de frecuencia en bajas frecuencias Ah, el uso de retroalimentación de corriente negativa en todas las etapas, excepto en aquella en la que está ensamblada la unidad de control de respuesta de frecuencia. En cuanto a los elementos de amplificación en sí, en los últimos años han aparecido muchos tipos nuevos de lámparas y transistores con excelentes parámetros. Así, el valor de S para las lámparas de baja potencia llegó a ser igual a 30-50 mA/V frente a los valores habituales de 3-10 mA/V y, por tanto, la sensibilidad de las lámparas aumentó considerablemente. Los cálculos muestran que teóricamente toda la preamplificación se puede obtener incluso en dos etapas con este tipo de lámparas. Sin embargo, sería útil advertir a los aficionados que no se apresuren a elegir este tipo de lámparas. Y el punto aquí no es el conservadurismo, sino el hecho de que un aumento en, digamos, la pendiente de las lámparas se logra mediante una fuerte disminución en el espacio entre la rejilla de control y el cátodo, lo que aumenta significativamente la tendencia de la lámpara a generar corrientes térmicas y las enormes distorsiones no lineales resultantes. También son importantes el alto coste y la menor durabilidad de este tipo de lámparas. Se puede argumentar que válvulas como 6N1P, 6N2P, 6NZP, 6N23P, 6N24P, 6Zh1P, 6Zh5P, probadas durante muchos años de práctica, son muy adecuadas para las etapas preliminares incluso de los mejores y más modernos amplificadores. Por ejemplo, a continuación se muestran varios circuitos de la CPU en lámparas en sus modos normales.

En la figura 3. Se muestran las etapas del preamplificador de válvulas. a - amplificador de dos etapas con retroalimentación interna entre etapas; b - cascada con realimentación linealizadora en el circuito de la rejilla de protección.

Etapas finales y prefinales – amplificadores de potencia. Formalmente, las cascadas pre-terminales (controladores, de la palabra inglesa drive - excitar, configurar, oscilar) se clasifican como amplificadores de voltaje, es decir, cascadas preliminares, pero se analizan en este, y no en el párrafo anterior, para enfatizar que por la naturaleza del trabajo y en términos de modos de uso, los controladores están mucho más cerca de los amplificadores finales, es decir. amplificadores de potencia. Los amplificadores de alta fidelidad se caracterizan por una importante potencia de salida del orden de 15-50W. Esto significa que para excitar (impulsar) la etapa final sin distorsiones no lineales notables, ya se requiere una potencia del orden de 1-5 W, a un voltaje de hasta 25-35 V, y si tenemos en cuenta los requisitos para Al reducir las distorsiones no lineales, queda claro que los triodos convencionales de baja potencia no pueden excitar lámparas terminales potentes. Por tanto, resulta lógico y justificado utilizar lámparas de alta potencia en la última etapa de amplificación de voltaje. Es posible que, teóricamente, sería más correcto realizar las etapas pre-finales en todos los casos transformador o estrangulador para obtener el mayor valor factor de utilización basado en el voltaje del ánodo ξ, pero hay varias razones por las que esto no debe hacerse. La cascada de transformadores siempre introduce distorsiones de frecuencia notables y, a potencias superiores a 1-2 W, distorsiones no lineales notables. Además, los transformadores son relativamente caros, complejos y laboriosos de fabricar, pesados ​​y voluminosos, sensibles a las interferencias magnéticas y al mismo tiempo una fuente de interferencias de audiofrecuencia para otros circuitos amplificadores (principalmente los de entrada).

Al mismo tiempo, los radioaficionados ahora tienen a su disposición lámparas económicas, de banda ancha y de potencia media, que permiten obtener fácilmente una potencia no distorsionada de aproximadamente 2-4 W con una resistencia de carga activa. Estos incluyen principalmente lámparas de los tipos 6P15P, 6E5P, 6F3P, 6F4P, 6F5P, 6Zh5P, 6Zh9P, etc. Sin embargo, esta cuestión debe abordarse con más cuidado. En algunos casos, por razones de simplificación de la coordinación, sigue siendo aconsejable utilizar una conexión por transformador. Los circuitos de preamplificador se muestran a continuación.

Para las cascadas finales de baja frecuencia con una potencia de hasta 10-12 W, los radioaficionados en la mayoría de los casos utilizan lámparas del tipo 6P14P, en parte porque proporcionan con bastante facilidad la potencia especificada. Además, lamentablemente no existen otras lámparas adecuadas para este fin. Una lámpara tan anticuada, aunque muy buena, como la 6P3S (6L6) Hoy en día No se puede recomendar y la industria no produce lámparas especiales más potentes para etapas finales ULF como la alemana EL-34. [¡Extraña conclusión, sin ningún motivo, en 1980-90 no se puede recomendar el uso de 6P3S! Puro voluntarismo del Sóviet de Diputados. En el siglo XXI, por ejemplo, las lámparas 6P3S pueden recomendarse encarecidamente para diseñar un amplificador de válvulas. Es importante encontrar ejemplares en buen estado de conservación. E.B.] La gente a menudo intenta obtener más potencia de los mismos tubos 6P14P forzando el modo, pero este camino es completamente inaceptable debido al fuerte deterioro de la confiabilidad del amplificador y al aumento de las distorsiones no lineales cuando aparece una corriente térmica de red.

Teniendo en cuenta lo anterior, podemos recomendar a los radioaficionados que utilicen lámparas 6P14P en cualquier circuito push-pull solo con potencias que no excedan los 10 vatios. [Una recomendación sorprendentemente sin sentido al estilo de “ya que no hay nada bueno, entonces haz lo que haces”. El autor parece una autoridad fría, pero escribe tonterías. E.B.] Con una mayor potencia de salida, es necesario cambiar a lámparas que obviamente no son de "baja frecuencia" como 6P31S, 6P36S, 6P20S, GU-50, 6N13S (6N5S), tanto en circuitos push-pull clásicos como ultralineales. y en circuitos puente menos familiares para los radioaficionados, también llamados push-pull-paralelo. Las primeras tres de estas lámparas están diseñadas para su uso en las cascadas finales de televisores de barrido horizontal y permiten extraer energía de hasta 25 W de dos lámparas: una lámpara generadora GU-50 con un voltaje de ánodo de 500-750 V (y según en su pasaporte tiene Ua.work = 1000 V) es fácil da a circuito push-pull potencia 40-60W; El triodo doble 6N13S, diseñado específicamente como lámpara de control en circuitos estabilizadores de voltaje electrónicos, tiene una resistencia interna muy baja y, con un voltaje de ánodo relativamente bajo, permite obtener una potencia de al menos 15 W (por cilindro) en un circuito push-pull convencional, y cuando se enciende, dos triodos en cada brazo en paralelo (dos cilindros) en circuitos push-pull y puente convencionales proporcionan potencia de salida hasta 25W Usando las lámparas enumeradas, el radioaficionado tiene una gran selección para actividad creativa.

[Otra recomendación en un vago estado de conciencia. Me pregunto por qué las lámparas gemelas o triples no son adecuadas para actividades creativas. ¿Quizás el autor simplemente no conoce las reglas para la conexión paralela de radioelementos? Es decir, una conexión paralela, con una selección de copias de alta calidad, ofrece muchas opciones intermedias, muy amplificadores potentes con características decentes. Es extraño leer la recomendación de una lámpara 6P31S, que no es en absoluto más potente que la 6P14P, pero tiene características mucho peores. Y también es decepcionante ver recomendaciones rápidas para el uso de lámparas 6N13C (en paralelo, por cierto). Una demostración sorprendente de frivolidad, ya que el autor desconoce por completo la práctica, porque las lámparas 6N13C son un guano raro. La dispersión de características de las mitades tiene un rango del 100% o más. Es casi imposible seleccionarlos con precisión para la conexión en paralelo, por lo que el amplificador no puede entregar una potencia significativa a la carga sin sobrecalentar una de las mitades, y es poco probable que el factor de utilización supere el 40-50%. Y circuitos simples La conexión paralela para 6N13S, sin kits de nivelación, no es adecuada. Y los debates sobre las lámparas son conmovedores, porque hay un gran número de otras lámparas excelentes, a diferencia de las recomendadas, por ejemplo 6P13S, 6P44S, 6P45S, G807; en casos extremos, son adecuadas las lámparas 6P3S. EB]

Fig.5. Potentes etapas finales de la ruta ULF de baja frecuencia. a - en lámparas 6P36S en conmutación ultralineal; b - en lámparas GU-50 en un circuito paralelo push-pull; c - en lámparas 6N13S con equilibrio de polarización fijo

Dado que todos los circuitos se consideraron de baja frecuencia, es decir. diseñado para un ancho de banda limitado (no más de 5-8 kHz), no se dijo nada sobre transformadores de salida, bobinas de choque y autotransformadores. Todos ellos son los más habituales, ensamblados sobre núcleos en forma de W o en banda fabricados en acero de transformador simple de 0,35 mm de espesor. No existen mayores requisitos para el diseño del marco y los devanados, con la excepción de alto grado simetría de las mitades individuales del devanado primario. Este requisito es especialmente importante para circuitos ultralineales para cambiar lámparas terminales. Los valores de inductancia de fuga y capacitancia del devanado primario no son significativos. Los devanados secundarios con potencias superiores a 10 W deben enrollarse con un cable lo más grueso posible para reducir las pérdidas activas. Es recomendable realizar varios toques para seleccionar el mejor modo de funcionamiento para la etapa final. Esta cuestión se analiza con más detalle en el siguiente párrafo. Las etapas finales de alta frecuencia de los amplificadores Hi-Fi de dos canales son significativamente diferentes de las de baja frecuencia, por lo que las recomendaciones al respecto serán diferentes. En primer lugar, esto se aplica a los tipos de lámparas. [ razonamiento asombroso. El autor inventó su propia clasificación de LF y HF. Incluso para un completo aficionado que haya leído la sección sobre válvulas de vacío, en primer lugar, resulta obvio que la división de frecuencia inventada no tiene nada que ver con las válvulas de vacío; su alcance llega a cientos de megahercios. La lámpara 6P14P es violeta, cuyas señales de frecuencia deben amplificarse, ya sea 0,1 kHz, 1 kHz, 5 kHz, 8 kHz, 16 kHz o 32 kHz. Pero en lo que respecta al transformador adecuado, esta pregunta ya es relevante. Pero aquí tampoco hay que preocuparse, porque... Hasta 18-20 kHz son adecuados los transformadores normales, no es necesario enrollar nada en absoluto. Y para frecuencias superiores a 20 kHz deberías cambiar a ferritas. Parece que el autor no ha oído nada sobre seccionar los devanados para mejorar la respuesta de frecuencia y recomienda un cable grueso para el devanado secundario. Y el concepto de PÉRDIDAS ACTIVAS es una absoluta tontería, ya que no hay pérdidas pasivas y tampoco hay pérdidas reactivas. EB]

Dado que la potencia de los canales de alta frecuencia, incluso en amplificadores de primera clase, está en el rango de 10 a 12 W, las lámparas más adecuadas son 6P14P y 6N13S. Los mejores circuitos de conmutación son los ultralineales push-pull, puenteados en 6P14P en conmutación de triodo y "de dos pisos" en 6N13S. En cuanto al último esquema, cuya versión más común se muestra en la Fig. 6, podemos decir que, aunque no es nuevo en un sentido teórico, se generalizó en los equipos de radiodifusión recién en los años 60 del siglo pasado. Como suele suceder, el plan se ha generalizado mucho y, cuando se habla de sus ventajas, normalmente no se habla de sus desventajas. Intentemos evaluar objetivamente ambos.

[En primer lugar, propongo evaluar sensatamente la consecuencia más importante de la creación de circuitos sin transformador. Los últimos 50 años han demostrado que tales planes no han recibido ninguna distribución y no podrían haberla recibido. A medida que aumenta el nivel de vida, aumenta el valor de la salud. Por tanto, la principal e insuperable desventaja de los circuitos sin transformador es la falta de aislamiento galvánico de la fuente. Alto voltaje, nunca permitirá que tales planes logren algún tipo de propagación entre la población humana. Y dejemos que los soñadores estudien y analicen los modos de dichos circuitos hasta que se les ponga azul la cara.]

Fig.6. Uno de los circuitos de etapa final más comunes con lámparas conectadas en serie. corriente continua

Conectar dos lámparas en serie para corriente continua equivale a que para corriente alterna ambas están conectadas en paralelo con respecto a la carga, por lo que su resistencia interna total es en realidad cuatro veces menor que la de una cascada push-pull convencional. . Si para un circuito de este tipo tomamos lámparas cuya resistencia interna es menor de lo habitual y utilizamos altavoces de impedancia relativamente alta como carga, resulta que el transformador de salida, según los cálculos, en este caso tendría un coeficiente de transformación cercano a unidad o, en todo caso, medida en unidades. Entonces es posible conectar la carga a las lámparas directamente, sin transformador de salida. Esto, por supuesto, es una ventaja incondicional del plan. Sin embargo, esta dignidad tiene un precio alto. En primer lugar, el encendido directo de la carga sigue siendo imposible debido a la presencia en los puntos de encendido de la mitad del voltaje de la fuente de alimentación (120-150V). Por lo tanto, los altavoces deben encenderse a través de un condensador de desacoplamiento, cuya capacitancia está directamente relacionada con la resistencia de carga y el límite inferior de la banda de paso. De hecho, si la pérdida de voltaje permitida de la señal útil en el capacitor separador es del 10% del valor de la señal misma, entonces a Rн=20 Ohm y flujo=40 Hz la reactancia del capacitor no debe exceder los 2 Ohm, de los cuales su capacitancia es igual a

Está claro que sólo un condensador electrolítico puede tener tal capacitancia, pero debe recordarse que su voltaje de funcionamiento no debe ser al menos inferior al voltaje total de la fuente de alimentación, es decir, 300-350V. Y luego resulta que el costo de dicho capacitor no es en absoluto menor que el costo del transformador de salida, especialmente porque, a diferencia de un capacitor, un radioaficionado siempre puede fabricar un transformador él mismo, si es necesario. Por supuesto, es posible fabricar un altavoz con una resistencia de bobina móvil no de 20, sino de 200 ohmios, lo que, en las mismas condiciones, permitirá reducir la capacitancia del condensador de acoplamiento a 200 μF, pero en este caso el costo de el altavoz aumenta bruscamente. Sin embargo, este no es el único inconveniente de este esquema. La segunda es que cuando las lámparas se conectan en serie con corriente continua, solo se aplica la mitad del voltaje de la fuente del ánodo a cada una de ellas, por lo que el circuito solo puede funcionar bien en lámparas especiales cuyo voltaje nominal del ánodo no exceda los 100-150V. . Sin embargo, la mayoría de las lámparas de este tipo tienen una potencia de salida máxima insignificante, que rara vez supera unos pocos vatios. Además, los estudios han demostrado que cuando se utilizan pentodos, este circuito es fundamentalmente algo asimétrico, lo que lo hace inadecuado para las etapas finales de baja frecuencia de los amplificadores Hi-Fi. En cascadas de alta frecuencia, el primer inconveniente desaparece inmediatamente, ya que con los valores seleccionados en el cálculo anterior y el límite inferior del flujo del canal HF = 2 kHz, el valor de capacitancia del condensador separador

Además, en este caso, se producirá una pérdida de señal del diez por ciento solo en la parte peor, prácticamente inactiva, de la banda de paso, y en ftop = 20 kHz la pérdida de señal será solo del 1%. Además, la potencia de salida requerida para la etapa de RF final es significativamente menor que para la etapa de LF, lo que permite el uso de un triodo doble 6N13C en este circuito, que tiene una baja resistencia interna y funciona bien con voltajes de ánodo bajos. En la Fig. 7 se muestra un diagrama práctico de dicha cascada.

Fig.7. Esquema práctico de una etapa final de “dos pisos” basada en un doble triodo 6N13S (6N5S)

Si la potencia del canal RF no supera los 2-3W, puede montar la etapa final según el circuito de la Fig. 8 utilizando lámparas del tipo 6F3P o 6F5P. El transformador de salida para este circuito se ensambla sobre un núcleo de cinta con un espesor de cinta de no más de 0,2 mm o sobre una aleación permanente en forma de W. Para que el circuito ultralineal dé un resultado notable y que las distorsiones no lineales sean realmente del orden de 0,2-0,5%, el punto de derivación del devanado primario debe seleccionarse en cada caso empíricamente directamente a partir de los resultados de las mediciones del r.n.i. en el proceso de instalación de un amplificador. Para hacer esto, al enrollar un transformador, se deben proporcionar de 4 a 6 tomas por cada mitad del devanado primario.

Fig.8. Etapa final push-pull de alta frecuencia utilizando lámparas 6F3P o 6F5P (Pout = 2,5 W)

Para los amplificadores de transistores, el circuito de "dos pisos", por el contrario, resulta preferible a todos los demás. Esto se debe a la baja resistencia interna de los transistores de alta potencia y al voltaje del colector (en comparación con las lámparas). Por lo tanto, se garantiza una excelente adaptación de la cascada a la carga incluso cuando se utilizan altavoces convencionales de baja impedancia, por ejemplo, el tipo 4GD-35. Además, el condensador de desacoplamiento resulta de tamaño pequeño incluso con una capacidad de 2000-5000 μF, ya que su voltaje de funcionamiento no supera los 20-30 V. Estos esquemas están muy extendidos y son bien conocidos por los radioaficionados.

Como conclusión general, puedo citar varias consideraciones que en el siglo XXI seguramente se percibirán como racionales. La primera consideración es si es correcto que el autor analice únicamente los amplificadores push-pull, ya que los circuitos de un solo extremo están destinados a principiantes. En segundo lugar, también merece respeto la minuciosidad del enfoque para sistematizar el circuito de cascadas. En tercer lugar, las indiscutibles calificaciones del autor en algunos casos rayan en prejuicios asombrosos, y las lagunas en el pensamiento son aparentemente una consecuencia de la alta preparación teórica del autor y su insuficiente experiencia práctica. En cuarto lugar, las últimas décadas han cambiado significativamente la situación, tanto en los conceptos básicos como en el diseño de circuitos, especialmente en lo que respecta a las etapas de salida de los amplificadores de alto rendimiento. Y ya no hay ninguna ceremonia excesiva. Mucho se ha vuelto más simple y claro. Algunos fanfarrones murieron sin mostrar resistencia. Pero serán reemplazados por nuevos productos, como el cobre sin oxígeno. Parece muy importante darse cuenta del hecho de que los cambios en la estructura tecnológica de la sociedad no deberían cambiar los aspectos fundamentales. valores de vida, por ejemplo, la civilización eslava. Preparé una publicación basada en materiales del libro de Gendin descargados en línea.

Evgeny Bortnik, Krasnoyarsk, Rusia, marzo de 2018

ESTUDIO DE RESISTENCIA

CASCADA DE AMPLIFICADOR

CONVENCIONES BÁSICAS Y ABREVIATURAS

AFC - respuesta amplitud-frecuencia;

PH - respuesta transitoria;

MF - frecuencias medias;

LF - bajas frecuencias;

HF - altas frecuencias;

K es la ganancia del amplificador;

Uc es el voltaje de la señal con frecuencia w;

Cp - condensador de separación;

R1,R2 - resistencia del divisor;

Rк - resistencia del colector;

Re - resistencia en el circuito emisor;

Ce - condensador en el circuito emisor;

Rн - resistencia de carga;

CH - capacidad de carga;

S - pendiente del transconductor;

Lk - inductancia de corrección;

Rf, Sf - elementos de corrección de baja frecuencia.

1. FINALIDAD DEL TRABAJO.

El propósito de este trabajo es:

1) estudio del funcionamiento de una cascada de resistencias en la región de bajas, medias y altas frecuencias.

2) estudio de esquemas para la corrección de baja y alta frecuencia de la respuesta de frecuencia del amplificador;

2. TAREA.

2.1. Estudiar el circuito de una etapa de amplificador de resistencia, comprender el propósito de todos los elementos del amplificador y su influencia en los parámetros del amplificador (subsección 3.1).

2.2. Aprenda el principio de funcionamiento y diagramas de circuito Corrección de baja y alta frecuencia de la respuesta de frecuencia del amplificador (subsección 3.2).

2.3. Comprenda el propósito de todos los elementos en el panel frontal del diseño del laboratorio (sección 4).

2.4. Encuentra respuestas a todo Preguntas de control(sección 6).

3. CASCADA DE RESISTENCIAS EN UN TRANSISTOR BIPOLAR

Las cascadas de amplificación de resistencias se utilizan ampliamente en Varias áreas ingeniería radiofónica. Un amplificador ideal tiene una respuesta de frecuencia uniforme en toda la banda de frecuencia; un amplificador real siempre tiene distorsión en la respuesta de frecuencia, principalmente una disminución en la ganancia en frecuencias bajas y altas, como se muestra en la figura. 3.1.

Circuito amplificador de resistencia de CA para transistores bipolares Según el circuito con un emisor común se muestra en la Fig. 3.2, donde Rc es la resistencia interna de la fuente de señal Uc; R1 y R2: resistencias divisorias que establecen el punto de funcionamiento del transistor VT1; Re es la resistencia en el circuito emisor, que es desviada por el condensador Se; Rк - resistencia del colector; Rн - resistencia de carga; Cp: ​​condensadores de desacoplamiento que proporcionan separación de CC del transistor VT1 del circuito de señal y del circuito de carga.

La estabilidad de la temperatura del punto de operación aumenta al aumentar Re (debido a un aumento en la profundidad de la retroalimentación negativa en la cascada de CC), la estabilidad del punto de operación también aumenta al disminuir R1, R2 (debido a un aumento en la corriente divisoria y un aumento de la estabilización de la temperatura del potencial básico VT1). Una posible disminución en R1, R2 está limitada por la disminución permitida en la resistencia de entrada del amplificador, y un posible aumento en Re está limitado por la caída máxima permitida en el voltaje de CC a través de la resistencia del emisor.

3.1. Análisis del funcionamiento de un amplificador de resistencia en las frecuencias baja, media y alta.

El circuito equivalente se obtuvo teniendo en cuenta que en corriente alterna el bus de potencia (“-E p”) y el punto común (“tierra”) están en cortocircuito, y también teniendo en cuenta la suposición de 1/wCe<< Rэ, когда можно считать эмиттер VT1 подключенным на переменном токе к общей точке.

El comportamiento del amplificador es diferente en la región de frecuencias bajas, medias y altas (ver Fig. 3.1). En frecuencias medias (MF), donde la resistencia del condensador de acoplamiento Cp es insignificante (1/wCp<< Rн), а влиянием емкости Со можно пренебречь, так как 1/wCо >> Rк, el circuito equivalente del amplificador se convierte en el circuito de la Fig. 3.4.

Del diagrama de la Fig. 3.4 se deduce que a frecuencias medias la ganancia de la cascada Ko no depende de la frecuencia w:

Ko = - S/(Yi + Yk + Yn),

de donde, teniendo en cuenta 1/Yi > Rн > Rк obtenemos la fórmula aproximada

En consecuencia, en amplificadores con carga de alta resistencia, la ganancia nominal Ko es directamente proporcional al valor de la resistencia del colector Rk.

En la región de bajas frecuencias (LF) también se puede despreciar la pequeña capacitancia Co, pero es necesario tener en cuenta la resistencia del condensador de separación Cp, que aumenta al disminuir w. Esto nos permite obtener de la Fig. 3.3 es un circuito equivalente de un amplificador de baja frecuencia en la forma de la Fig. 3.5, del cual se puede ver que el condensador Cp y la resistencia Rн forman un divisor de voltaje tomado del colector del transistor VT1.

Cuanto menor es la frecuencia de la señal w, mayor es la capacitancia Cp (1/wCp) y menos parte del voltaje llega a la salida, lo que resulta en una disminución de la ganancia. Por lo tanto, Cp determina el comportamiento de la respuesta de frecuencia del amplificador en la región de baja frecuencia y prácticamente no tiene ningún efecto sobre la respuesta de frecuencia del amplificador en las frecuencias medias y altas. Cuanto mayor es el Cp, menor es la distorsión de la respuesta de frecuencia en la región de baja frecuencia, y al amplificar señales de pulso, menor es la distorsión del pulso en la región de tiempos largos (disminución de la parte plana de la parte superior del pulso) , como se muestra en la Fig. 3.6.

En la región de alta frecuencia (HF), así como en el rango medio, la resistencia del condensador de separación Cp es insignificante, mientras que la presencia de la capacitancia Co determinará la respuesta de frecuencia del amplificador. El circuito equivalente del amplificador en la región de HF se presenta en el diagrama de la Fig. 3.7, del cual se puede ver que la capacitancia Co desvía el voltaje de salida Uout, por lo tanto, a medida que aumenta w, la ganancia de la cascada disminuirá. Una razón adicional para reducir la ganancia de RF es una disminución en la transconductancia del transistor S según la ley:

S(w) = S/(1 + jwt),

donde t es la constante de tiempo del transistor.

El efecto de derivación del Co tendrá menos efecto a medida que disminuya la resistencia Rк. En consecuencia, para aumentar la frecuencia límite superior de la banda de frecuencia amplificada, es necesario reducir la resistencia del colector Rк, pero esto conduce inevitablemente a una disminución proporcional de la ganancia nominal.

En la Fig. 14 se muestra el diagrama de bloques de un amplificador ULF de baja frecuencia completo.

Fig. 14 Diagrama de bloques de ULF.

Etapa de entrada separado del grupo de etapas de preamplificación, ya que está sujeto a requisitos adicionales de coordinación con la fuente de señal.

Para reducir la derivación de la fuente de señal ri amplificador de baja impedancia de entrada R EN ~ se debe cumplir la siguiente condición: R EN ~ >> ri

Muy a menudo, la etapa de entrada es un seguidor de emisor, en el que R EN ~ alcanza los 50 kOhm o más, o se utilizan transistores de efecto de campo que tienen una resistencia de entrada muy alta.

Además, la etapa de entrada debe tener una relación señal-ruido máxima, ya que determina las propiedades de ruido de todo el amplificador.

Ajustes le permite configurar rápidamente el nivel de potencia de salida (volumen, balance) y cambiar la forma de la respuesta de frecuencia (timbre).

Etapas finales Proporciona la potencia de salida requerida en la carga con una mínima distorsión de señal no lineal y alta eficiencia. Los requisitos para las cascadas finales están determinados por sus características.

1. El funcionamiento de un amplificador de potencia para una carga de sistemas de altavoces de baja impedancia requiere una adaptación óptima de la etapa final con la impedancia sonora total de los altavoces: RUTA~ ≈ RH .

2. Las etapas finales consumen la mayor parte de la energía de la fuente de energía y la eficiencia para ellas es uno de los principales parámetros.

3. La proporción de distorsiones no lineales introducidas por las etapas finales es del 70...90%. Esto se tiene en cuenta a la hora de elegir sus modos de funcionamiento.

Cascadas preterminales. A altas potencias de salida del amplificador, el propósito y los requisitos de las etapas prefinales son similares a los de las etapas finales.

Además de esto, si de dos tiempos las etapas finales están hechas de transistores lo mismo estructuras, entonces las cascadas pre-terminales deben ser fase invertida .

Requisitos para etapas de preamplificación se derivan de su propósito: amplificar el voltaje y la corriente creados por la fuente de señal en la entrada al valor necesario para excitar las etapas de amplificación de potencia.

Por lo tanto, los indicadores más importantes para un preamplificador multietapa son: ganancia de voltaje y corriente, respuesta de frecuencia (AFC) y distorsión de frecuencia.

Propiedades básicas de las etapas de preamplificación:

1. La amplitud de la señal en las etapas preliminares suele ser pequeña, por lo que en la mayoría de los casos las distorsiones no lineales son pequeñas y pueden ignorarse.

2. La construcción de etapas de preamplificador utilizando circuitos de un solo extremo requiere el uso del modo A no económico, que prácticamente no tiene ningún efecto sobre la eficiencia general del amplificador debido a los bajos valores de las corrientes de reposo de los transistores. .

3. El circuito más utilizado en etapas preliminares es la conexión de un transistor con un emisor común, que permite obtener la mayor ganancia y tiene una resistencia de entrada suficientemente grande para que las etapas se puedan conectar sin transformadores a juego, sin perder ganancia.

4. De los posibles métodos para estabilizar el modo en las etapas preliminares, la estabilización del emisor se ha convertido en el más extendido, por ser el más eficaz y sencillo del circuito.

5. Para mejorar las propiedades de ruido del amplificador, el transistor de la primera etapa se elige para que sea de bajo ruido con un valor alto de ganancia de corriente estática h 21e >100, y su modo de corriente continua debe ser de baja corriente I ok = 0,2...0,5 mA, y el propio transistor. Para aumentar la impedancia de entrada, el ULF se enciende según un circuito con un colector común (CC).

Para estudiar las propiedades de las etapas de amplificación preliminares, se equivalente diagrama eléctrico ellos mediante corriente alterna. Para ello, el transistor se sustituye por un circuito equivalente (un generador equivalente E FUERA, resistencia interna R FUERA,capacidad de paso SK), y todos los elementos del circuito externo que afectan la ganancia y la respuesta de frecuencia (distorsión de frecuencia) están conectados a él.

Las propiedades de las etapas de amplificación preliminar están determinadas por el esquema de su construcción: con capacitivo o galvánico conexiones, en transistores bipolares o de efecto de campo, diferencial, cascode y otros circuitos especiales.

Etapas de preamplificación información general. El preamplificador amplifica las fluctuaciones de voltaje o corriente de la fuente de señal a los valores que deben aplicarse a la entrada de la etapa final para obtener la potencia especificada en la carga. El preamplificador puede ser de una o varias etapas. Los transistores en las etapas de preamplificación se encienden con un OE y las lámparas se encienden con un cátodo común, lo que permite obtener la mayor ganancia. Es aconsejable encender un transistor con OB cuando etapas de entrada, operando desde una fuente de señal con baja resistencia interna. Para reducir las distorsiones no lineales en las etapas del preamplificador, se prefiere el modo A.

• Según el tipo de conexión entre las etapas (con amplificadores de varias etapas), los amplificadores se distinguen por capacitivos,
• transformador
• Acoplamiento galvánico (amplificadores DC).

Amplificadores acoplados capacitivamente. Se utilizan ampliamente los amplificadores con acoplamiento capacitivo o CN, que son simples en diseño y configuración, económicos, tienen características estables, funcionamiento confiable y son pequeños en tamaño y peso. Circuitos amplificadores típicos que utilizan transistores y válvulas acopladas capacitivamente. La respuesta de frecuencia de una etapa de resistencia acoplada capacitivamente se puede dividir en tres regiones de frecuencia: frecuencias bajas más bajas, frecuencias medias y altas superiores. En la región de baja frecuencia, la ganancia Kn disminuye (al disminuir la frecuencia) debido principalmente a un aumento en la resistencia del condensador de acoplamiento entre etapas Cp1. La capacitancia de este capacitor se elige para que sea lo suficientemente grande, lo que reducirá la caída de voltaje a través de él. Normalmente, el rango de baja frecuencia está limitado por la frecuencia fH, en la que la ganancia se reduce a 0,7 del valor de frecuencia media, es decir, Kn=0,7K0. En la región de frecuencia media, que constituye la mayor parte del rango operativo del amplificador, la ganancia K® es prácticamente independiente de la frecuencia. En la región de alta frecuencia fB, la disminución de la ganancia Kb se debe a la capacitancia Co=/=Cout+Cm+Cwx (donde Cwx es la capacitancia del elemento amplificador de la cascada; Cm es la capacitancia de la instalación, Cwx es la capacitancia del elemento amplificador de la siguiente cascada). Siempre intentan minimizar esta capacitancia para limitar la corriente de señal a través de ella y proporcionar una alta ganancia. Cálculo de una etapa de preamplificador de resistencia. Datos iniciales: banda de frecuencia amplificada fn-fv = 100-4000 Hz, factor de distorsión de frecuencia MH

• 1. Seleccionar el tipo de transistor. La corriente del colector de la cascada, a la que se garantiza la amplitud de la corriente de entrada de la siguiente cascada Iin.tsl, Ik = (1,25h-1,5)IEx.tsl = .(1,25-7-1,5) 12= 15 -5 -18 mA. Supongamos Ik = 15 mA. Según la Ik actual y la frecuencia de corte, la cual debería ser fashga>3fv|Zsr = 3fv(Pmin + Pmax)/2 = 3-4000(30 + 60)/2 =
• =540000 Hz=0,54 MHz, seleccione el transistor MP41 para la cascada con los siguientes parámetros: Ik=40 mA; Reino Unido = 15 V; |3min = 30; pmax = 60; famin = 1 MHz.
• 2. Determinación de las resistencias de las resistencias RK y Ra. Estas resistencias se determinan en función de la caída de voltaje a través de ellas. Supongamos que la caída de tensión en las resistencias R* y Re es de 0,4 Ek y 0,2 Ek respectivamente y seleccionamos las resistencias MLT-0,25 de 270 ohmios y MLT-0,25 de 130 ohmios.
• 3. El voltaje entre el emisor y el colector del transistor es punto de operación ikeo=Ek - !K(RK+Ra) = lQ - 15-10-3(270+130)=4 V. Con Ukeo=4 V e Ik=15 mA según las características de salida estática
• kam (Fig.94, a), determinamos la corriente de base Ibo = 200 μA en el punto de operación O. Usando la característica estática de entrada del transistor (Fig.94, b) ike = 5 V para Ibo = 200 μA, determinamos determine el voltaje de polarización en el punto de operación O/Ubeo=0,22 V.
• 4. Para determinar la resistencia de entrada del transistor en el punto O", trazamos una tangente a la característica de entrada del transistor. La resistencia de entrada está determinada por la tangente del ángulo tangente.
• 5. Definición de divisor, voltaje de polarización. La resistencia de la resistencia divisora ​​R2 se toma como R2=(5-15)Rin.e. Tomemos R2=6Rin.e=6-270 =1620 Ohm. Seleccionamos una resistencia MLT-0,25 de 1,8 kOhm según GOST. La corriente del divisor en las etapas de preamplificación se toma Id = (3-10) Ibo = (3-10) -200 = 600-2000 µA. Supongamos Id = 2 mA. Resistencia de la resistencia R1 del divisor Seleccionamos una resistencia MLT-0,25 de 3,9 kOhm según GOST.
• 6. Cálculo de contenedores. La capacitancia del condensador de acoplamiento entre etapas se determina basándose en las distorsiones de frecuencia admisibles Ms introducidas en la frecuencia de operación más baja. Capacitancia del capacitor Tomemos un capacitor electrolítico con una capacidad de 47 μF con Urab>DURE=0,2 Ek=0,2-10= 2v.

Amplificadores acoplados a transformador. Las etapas de preamplificador acopladas por transformador proporcionan una mejor adaptación de las etapas del amplificador en comparación con las etapas acopladas capacitivamente por resistencia y se utilizan como inversas para suministrar una señal a una etapa de salida push-pull. A menudo se utiliza un transformador como dispositivo de entrada.

Los circuitos de etapas amplificadoras con conexión en serie y en paralelo de un transformador se muestran en. El circuito con un transformador conectado en serie no contiene la resistencia RK en el circuito colector, por lo que tiene una resistencia de salida de la cascada más alta, igual a la resistencia de salida del transistor, y se usa con más frecuencia. En un circuito con un transformador conectado en paralelo, se requiere un condensador de transición C. La desventaja de este circuito es la pérdida adicional de potencia de señal en la resistencia RK y la reducción de la resistencia de salida debido a la acción de derivación de esta resistencia. La carga de la etapa del transformador suele ser la impedancia de entrada relativamente baja de la etapa siguiente. En este caso, para la comunicación entre etapas se utilizan transformadores reductores con una relación de transformación n2=*RB/R"H.

La respuesta de frecuencia de un amplificador acoplado a transformador tiene una reducción de ganancia en las frecuencias bajas y altas. En la región de baja frecuencia, la disminución de la ganancia de la cascada se explica por una disminución de la resistencia inductiva de los devanados del transformador, como resultado de lo cual aumenta su efecto de derivación de los circuitos de entrada y salida de la cascada y la ganancia K= Ko/ disminuye. A frecuencias medias se puede despreciar la influencia de los elementos reactivos. En la región de alta frecuencia, el factor de ganancia se ve afectado por la capacitancia de la unión del colector C y la inductancia de fuga ls de los devanados del transformador. A una determinada frecuencia, la capacitancia Sk y la inductancia Is pueden provocar resonancia de tensión, por lo que a esta frecuencia es posible un aumento de la respuesta de frecuencia. A veces esto se utiliza para corregir la respuesta de frecuencia de un amplificador.

El modo de amplificación del transistor está determinado por los voltajes constantes entre los electrodos y las corrientes que fluyen en los circuitos de los electrodos. Están establecidos por los elementos de los circuitos externos del transistor, que forman su circuito de conmutación. El dispositivo de amplificación, su cableado, fuente de alimentación y forma de carga. etapa amplificadora.

Fig. 20 Diagrama de una etapa amplificadora basada en un transistor con OE

Símbolos en el diagrama:

R VX. V ~ Y R FUERA V ~- resistencia de entrada y salida del transistor V1 a corriente alterna sin

teniendo en cuenta los elementos del circuito externo (tuberías).

R EN.~ Y FUERA ~- resistencia de entrada y salida de la etapa amplificadora.

RU- resistencia de la fuente de señal.

RH ~- resistencia de carga en cascada equivalente a corriente alterna.

R VX.SL- impedancia de entrada de la siguiente etapa.

U m .ВХ- amplitud de la señal de entrada.

U m .FUERA- amplitud de la señal de salida.

Nota: Todas las resistencias del circuito se miden en la dirección de la flecha cuando el circuito se divide a lo largo de las líneas de puntos.

Independientemente del circuito de conexión del transistor: con un emisor común (CE), una base común (CB) o un colector común (OC), la finalidad de los elementos de la etapa amplificadora es la misma.

Consideremos el propósito de los elementos del cableado estándar de un transistor conectado con un emisor común (CE) en un circuito de etapa amplificador típico (Fig. 20).

Filtro de desacoplamiento de la fuente de alimentación R f S f.

Cuando se alimenta el amplificador desde un rectificador, el filtro de potencia R f S F asegura el suavizado de las ondulaciones de la tensión rectificada de la red eléctrica ek .

La resistencia de la resistencia R Ф se selecciona en función de la reducción permitida de la eficiencia. amplificador y va desde fracciones de ohmios en etapas finales hasta unidades kOhmios en cascadas de baja potencia, de modo que ΔU =(0,1…0,2)ek. Entonces la capacitancia del capacitor SF para frecuencias de audio pueden alcanzar decenas Y cientosμF, y para calcularlo puedes usar la fórmula aproximada.

S Ф > 10⁄ (2π F Н R Ф)

Divisor básico R B1 R B2.

Dos resistencias R B1 Y R B2, conectados en serie según permanente corriente entre el bus de potencia ek y el cable común son divisor base voltaje de suministro y forma la polarización de base inicial U 0B = U B – U E entre la base y el emisor del transistor V1. Esta es la tensión U 0b determina el modo de funcionamiento del transistor: A, B o AB.

Cuanto menor sea la resistencia de las resistencias. R B1 R B2 mayor es la estabilidad de la temperatura de la cascada, pero al mismo tiempo la resistencia de entrada de la cascada se reduce inaceptablemente variable actual R EN ~, para cual RB1, RB2 Y R VX. V ~(impedancia de entrada del transistor) incluida paralelo.

R ВХ~ =(R VX. V ~∙ RB) ⁄ (R VX. V ~ +RB), Dónde RB =(R B1∙ R B2) ⁄ (R B1+ R B2)

Por lo tanto, los valores típicos de resistencia divisoria de base para etapas de preamplificador son: R B1 – decenas de kOhms, R B2 – unidades - decenas de kOhms.

Resistencia de carga del colector RK.

Resistor rk forma la ruta de flujo para la corriente del colector en reposo Yo 0K, que está determinado por el modo de funcionamiento seleccionado del transistor V1 (A, B o AB).

Carga del conmutador altamente resistiva rk afecta las propiedades amplificadoras del transistor, ya que el ángulo de inclinación de la característica dinámica de salida depende de su clasificación. Cuanto mayor sea la resistencia de la resistencia rk(decenas de kOhmios) mayor será la ganancia de voltaje de la cascada KU y, por el contrario, cuanto menos rk(cientos de ohmios): mayor será la ganancia actual ki.

La ganancia de potencia máxima estará en valores comparables. rk Y R FUERA V ~(resistencia de salida del transistor a corriente alterna).

Según la señal de CA, resistencia de carga del colector. rk conectado en paralelo R FUERA V ~ y puede conducir a una disminución inaceptable en la resistencia de salida de la cascada FUERA ~ .

Resistencia de polarización automática R E.

Corriente del emisor del transistor ES DECIR(como permanente Yo 0E entonces y variable Yo me), que fluye a través de una resistencia RE forma una caída de voltaje a través de él UE. Este voltaje es el voltaje de retroalimentación. sistema operativo u, ya que está relacionado con los parámetros de entrada del transistor mediante la expresión: U 0B = U B – U E,

Dónde UB– tensión en la base de V1, medida en relación al hilo común.

Como se demostrará en temas posteriores, la retroalimentación negativa (NF) se opone cambiar los parámetros de la etapa del amplificador, asegurando la estabilización de su modo, incluida la temperatura.

Por ejemplo, un aumento de temperatura. tºС provoca un aumento en la corriente del emisor Yo 0E Y UE, pero esto reduce automáticamente el desplazamiento base inicial U 0B = U B – U E, que apaga el transistor y, como resultado, reduce la corriente del emisor, compensando su dependencia de la temperatura. De ahí el nombre RE– resistencia compensación automática. Por tanto, DC OOS tiene un efecto beneficioso sobre la estabilidad del modo de funcionamiento de la etapa amplificadora.

Pero debido al flujo de corriente de señal Yo me a través de RE OOS está formada por variable corriente, lo que, desafortunadamente, reduce la ganancia de la cascada. Conectándose en paralelo con la resistencia. RE condensador de alta capacidad SE, es posible reducir la resistencia equivalente del circuito emisor en varios órdenes de magnitud para las frecuencias de funcionamiento más bajas.

Condensador SE diseñado para eliminar comentarios negativos sobre corriente alterna, como resultado de lo cual se puede evitar la reducción de ganancia.

Condensadores de aislamiento C P1 C P2– eliminar la conexión entre cascadas por permanente actual En su ausencia, los modos de funcionamiento de todos los transistores conectados galvánicamente (directamente) entre sí serán interdependientes. Además, un ligero cambio en el modo del primer transistor debido a las propiedades amplificadoras conducirá a un cambio inaceptable en el modo del último.

La capacidad del condensador separador entre etapas en amplificadores de audiofrecuencia ultrasónicos alcanza decenas Y cientos de microfaradios(μF), y el condensador de acoplamiento de salida, delante del altavoz - milesµF. En circuitos de alta frecuencia la capacitancia S R disminuye inversamente con la frecuencia de operación. Usando Transistor de efecto de campo con una impedancia de entrada grande, C P es ComparteµF (por ejemplo 0,1 µF).

2. Principio de funcionamiento de la etapa amplificadora.(Figura 22)

En modo descanso(en ausencia de señal) componente constante de la corriente del colector Yo 0K fluye de + ek a través de rk, transición EC VT 1, RE, -ek. La componente CC de la tensión del colector, si consideramos Yo 0E ≈ Yo 0K, es igual a:

U 0K = E K - I 0K (R K + R E)

En modo impulso, cuando se aplica una señal a la entrada de la cascada, el componente alterno de la corriente del circuito colector soy k fluye a través de varios circuitos paralelos:

1. EC VT 1 → C P2 → EB VT 2 →-E K (cable común);

2. EK VT 1 → R K → S F →-EK;

3. EK VT 1 → S р2 → R B1 → S Ф →-EK;

4. CE VT 1 → C P2 → R B2 →-E K.

Por lo tanto, la impedancia de carga para variable corriente de señal R n ~ es la resistencia equivalente paralelo incluido R K, R B1, R B2, R VX. v2,

R N ~ =(rk∙ R IN.SL.) ⁄ (rk+R IN.SL.),

Dónde R VX.SL= (R VX. V2~ ∙ R B1∙ R B2) ⁄ (R VX. V2~ ∙ R B1 + R VX. V2~ ∙ R B2 + R B1∙ R B2)

Fig. 22 Esquema de una etapa amplificadora con OE.

Sólo es útil el componente de corriente de salida de la señal amplificada. soy B2, fluyendo por la primera de las ramas enumeradas, ya que sólo ella será amplificada en la siguiente etapa de amplificación. Las corrientes continuas y alternas restantes que fluyen a través de los elementos de unión del transistor conducirán a la disipación de la energía de la fuente de alimentación y la señal, reduciendo la eficiencia de la cascada.

El paso y procesamiento de la señal en los circuitos de la etapa amplificadora es claramente visible en los oscilogramas en los puntos característicos del circuito que se muestra en la Fig. 22.

Cuando se aplica una señal a la entrada de la cascada. U m .ВХ previamente voltajes constantes en el diagrama U 0B, U 0K, U 0E se volverá pulsante U m B, U m K, U m E, cambiando sincrónicamente con la amplitud de la señal de entrada. Los oscilogramas muestran que los voltajes de la señal U m B, U m K, U m E, se desplazará con respecto al eje del tiempo en la región positiva o negativa por la cantidad de potenciales constantes en estos puntos U 0B, U 0K, U 0E, dependiendo de la polaridad de la fuente de alimentación “+ EK” o “-EK”.

Solo cuando el transistor se enciende una vez según el circuito con OE, la fase de la señal de salida (oscilogramas umk Y como consecuencia U m .OUT), retirado del colector cambiará 180º. Por lo tanto, una cascada con un transistor encendido según un circuito con un OE se llama inverso . Para otros encendidos del transistor con OK y OB día libre Y aporte señales siempre fósforo Por fase.

Para determinar el circuito de conexión de un transistor con OE, OK, OB, se debe utilizar la siguiente regla (ejemplo para OE):

Si la señal de entrada se aplica a básico circuito de transistores, y la salida se elimina de coleccionista, luego el tercer electrodo – emisor, es general para la señal de entrada y salida, independientemente de cómo esté incluida en el circuito.

Las Fig. 23 y 24 muestran circuitos con la inclusión de transistores con un colector común OK y una base común OB y ​​se muestran sus características.

Fig. 23 Esquema de una etapa amplificadora con OK.

Las propiedades importantes de una etapa amplificadora con un transistor conectado con OK son:

1. Entrada grande R BX (decenas de kOhmios) y pequeña producción ( decenas de ohmios) resistencia , lo que mejora la coordinación con las etapas anteriores y posteriores.

2. La señal de entrada no está invertida, es decir. aporte U VX y dia libre U FUERA las señales están en fase (φ = 0).

3. La ganancia de voltaje es menor que la unidad ( KU< 1 , Pero KI >> 1).

Fig. 24 Esquema de una etapa amplificadora con OB.

Las propiedades de una etapa amplificadora de transistores con OB son opuestas a las propiedades de una cascada con OK. Las cascadas con un transistor encendido según un circuito con un OB prácticamente no se utilizan en amplificadores ULF de baja frecuencia (frecuencias de audio por ultrasonido).