Circuito de alimentación para un amplificador de potencia. Fuente de alimentación conmutada para amplificadores. Circuito de alimentación conmutada

Para la fabricación de fuentes de alimentación para amplificadores de potencia se suelen utilizar transformadores de baja frecuencia de 50 Hz. Son fiables, no crean interferencias de alta frecuencia y son relativamente sencillos de fabricar. Pero también hay desventajas: dimensiones y peso. A veces estas deficiencias resultan decisivas y hay que buscar otras soluciones. Parcialmente, la cuestión de las dimensiones totales (más precisamente, sólo la altura) se resuelve utilizando un transformador toroidal. Pero un transformador de este tipo cuesta mucho dinero debido a la complejidad de su fabricación. Y, sin embargo, todavía tiene un peso significativo. Una solución a este problema puede ser el uso de una fuente de alimentación conmutada.

Pero tiene sus propias características.: dificultad de fabricación o alteración. Para adaptar la fuente de alimentación de una computadora para alimentar el PA, es necesario volver a soldar la mitad de la placa y, muy probablemente, rebobinar el devanado secundario del transformador. Pero la industria china moderna produce grandes cantidades Fuentes de alimentación Tashibra de 12 voltios y similares, que prometen potencia de salida, 50, 100, 150 W y superiores. Al mismo tiempo, el coste de este tipo de fuentes de alimentación es ridículo.

En la imagen hay un par de bloques de este tipo, arriba de BUKO, debajo de Ultralight, pero esencialmente el mismo Tashibra. Tienen ligeras diferencias (quizás se fabricaron en distintas provincias de China): el devanado secundario Tashibra tiene 5 vueltas, mientras que el BUKO tiene 8 vueltas. Además, el Ultralight tiene un tablero un poco más grande, con espacio para instalar piezas adicionales. A pesar de esto, se rehacen de manera idéntica. Durante el proceso de modificación se debe tener mucho cuidado, ya que el tablero contiene Alto voltaje, después del puente de diodos son 300 voltios. Además, si accidentalmente cortocircuita la salida, los transistores se quemarán.

Ahora sobre el esquema.

¿Qué hay que mejorar?
1. Es necesario soldar el condensador electrolítico después del puente de diodos. La capacidad del condensador debe ser lo más grande posible. Para esta modificación se utilizó un condensador de 100 µF para un voltaje de 400 voltios.
2. Es necesario reemplazar la retroalimentación de corriente con retroalimentación de voltaje. ¿Para qué sirve? Para que la fuente de alimentación arranque sin carga.
3. Si es necesario, rebobine el transformador.
4. Será necesario rectificar la tensión alterna de salida con un puente de diodos. Para estos fines, puede utilizar diodos KD213 nacionales o importados de alta frecuencia. Mejor, por supuesto, que Schottky. También es necesario suavizar la ondulación en la salida con un condensador.

Aquí hay un diagrama de la fuente de alimentación convertida.

La fuente de alimentación para ULF suele ser bipolar, en este caso es necesario obtener 2 voltajes de 30 voltios cada uno. El devanado secundario del transformador de potencia tiene 5 vueltas. Con un voltaje de salida de 12 voltios, esto resulta en 2,4 voltios por vuelta. Para obtener 30 voltios, necesita enrollar 30 voltios/2,4 voltios = 12,5 vueltas. Por tanto, es necesario enrollar 2 bobinas de 12,5 vueltas cada una. Para hacer esto, debe desoldar el transformador de la placa, enrollar temporalmente dos vueltas de retroalimentación de voltaje y enrollar el devanado secundario. Después de esto, los dos devanados secundarios calculados se enrollan con un cable trenzado simple. Primero se enrolla una bobina y luego la otra. Los dos extremos de diferentes devanados están conectados; esta será la salida cero.
Si es necesario obtener un voltaje diferente, se enrollan más/menos vueltas.

La frecuencia de funcionamiento de la fuente de alimentación con la bobina de acoplamiento de voltaje es de aproximadamente 30 kHz.

Luego se ensambla un puente de diodos, se sueldan electrolitos y condensadores cerámicos en paralelo para amortiguar las interferencias de alta frecuencia. Aquí hay más opciones para conectar los devanados secundarios.

Este artículo está dedicado a la serie 2161 Second Edition (SE) de fuentes de alimentación conmutadas basadas en el controlador IR2161.

• Protección contra cortocircuitos y sobrecargas;
• Protección contra cortocircuitos con reinicio automático;
• Modulación de frecuencia "dither" (para reducir EMI);
• Arranque por microcorriente (para el arranque inicial del controlador, una corriente de no más de 300 μA es suficiente);
• Posibilidad de atenuación (pero esto no nos interesa);
• Compensación de voltaje de salida (una especie de estabilización de voltaje);
• Arranque suave;
• Adaptado tiempo muerto ADT;
• Cuerpo compacto;
• Producido con tecnología sin plomo (Leed-Free).

Daré algunos importantes para nosotros. especificaciones:

Corriente máxima de entrada/salida: +/-500 mA
Una corriente suficientemente grande le permite controlar interruptores potentes y construir fuentes de alimentación conmutadas bastante potentes basadas en este controlador sin el uso de controladores adicionales;

Corriente máxima consumida por el controlador: 10mA
En base a este valor, se diseñan los circuitos de potencia del microcircuito;

Tensión mínima de funcionamiento del controlador: 10,5 V
Con una tensión de alimentación más baja, el controlador cambia al modo UVLO y la oscilación se detiene;

Tensión mínima de estabilización del diodo zener integrado en el controlador: 14,5V
El diodo zener externo debe tener un voltaje de estabilización no superior a este valor para evitar daños al microcircuito debido a la derivación del exceso de corriente al pin COM;

Voltaje en el pin CS para activar la protección contra sobrecarga: 0,5 V
El voltaje mínimo en el pin CS al que se activa la protección contra sobrecarga;

Voltaje en el pin CS para protección contra cortocircuitos: 1V
El voltaje mínimo en el pin CS al que se activa la protección contra cortocircuitos;

Rango de frecuencia de funcionamiento: 34 - 70 kHz
La frecuencia de funcionamiento no se establece directamente y depende únicamente de la potencia consumida por la carga;

Tiempo muerto predeterminado: 1 µS
Se utiliza cuando es imposible trabajar en modo de tiempo muerto adaptativo (ADT), así como cuando no hay carga;

Frecuencia de funcionamiento en modo de arranque suave: 130 kHz
La frecuencia a la que opera el controlador en modo de arranque suave;

Ahora se debe prestar especial atención a qué modos de funcionamiento del microcircuito existen y en qué secuencia se ubican entre sí. Me centraré en describir el principio de funcionamiento de cada uno de los bloques del circuito y describiré más brevemente la secuencia de su funcionamiento y las condiciones para la transición de un modo a otro. Comenzaré con una descripción de cada uno de los bloques del diagrama:

Modo de bloqueo por bajo voltaje (UVLO)- el modo en que se encuentra el controlador cuando su tensión de alimentación está por debajo del valor umbral mínimo (aproximadamente 10,5 V).

Modo de inicio suave- modo de funcionamiento en el que el oscilador del controlador funciona a una frecuencia aumentada durante un breve período de tiempo. Cuando se enciende el oscilador, su frecuencia de funcionamiento es inicialmente muy alta (alrededor de 130 kHz). Esto hace que el voltaje de salida del convertidor sea menor porque el transformador de suministro de energía tiene una inductancia fija que tendrá una impedancia más alta a mayor frecuencia y, por lo tanto, reduce el voltaje en el devanado primario. Un voltaje reducido naturalmente resultará en una corriente reducida en la carga. A medida que el condensador CSD se carga de 0 a 5 V, la frecuencia de oscilación disminuirá gradualmente desde 130 kHz hasta la frecuencia de funcionamiento. La duración del barrido de arranque suave dependerá de la capacitancia del condensador CSD. Sin embargo, dado que el condensador CSD también establece el tiempo de retardo de apagado y participa en el funcionamiento de la unidad de compensación de voltaje, su capacitancia debe ser estrictamente de 100 nF.

Problema de arranque suave. Me gustaría ser completamente honesto y mencionar el hecho de que si hay condensadores de filtro de alta capacidad en la salida de la fuente de alimentación, el arranque suave a menudo no funciona y el SMPS se inicia inmediatamente a la frecuencia de operación, sin pasar por el modo de arranque suave. . Esto sucede debido al hecho de que en el momento del arranque, los condensadores descargados en el circuito secundario tienen una resistencia intrínseca muy baja y se requiere una corriente muy alta para cargarlos. Esta corriente hace que funcione brevemente una protección contra cortocircuitos, después de lo cual el controlador se reinicia inmediatamente y pasa al modo RUN, sin pasar por el modo de arranque suave. Puedes combatir esto aumentando la inductancia de los choques en el circuito secundario, ubicado inmediatamente después del rectificador. Los chokes con alta inductancia prolongan el proceso de carga de los condensadores del filtro de salida; en otras palabras, los condensadores se cargan con una corriente menor, pero durante más tiempo. Menos corriente de carga no activa la protección al inicio y permite que el arranque suave realice sus funciones normalmente. Por si acaso, respecto a este tema, me comuniqué con el soporte técnico del fabricante, a lo cual recibí la siguiente respuesta:

"Un convertidor halógeno típico tiene una salida de CA sin rectificadores ni condensadores de salida. El arranque suave funciona reduciendo la frecuencia. Para lograr un arranque suave, el transformador debe tener una fuga significativa. Sin embargo, esto debería ser posible en su caso. Intente colocar el inductor en el lado secundario de los puentes de diodos al condensador.

Los mejores deseos.
Tecnologías Infineon
Steve Rhyme, ingeniero de soporte"

Mis suposiciones sobre el motivo del funcionamiento inestable del arranque suave resultaron ser correctas y, además, incluso me ofrecieron el mismo método para solucionar este problema. Y nuevamente, para ser completamente honesto, cabe agregar que el uso de bobinas con mayor inductancia, en comparación con las que se usan habitualmente en la salida del SMPS, mejora la situación, pero no elimina por completo el problema. Sin embargo, este problema puede tolerarse dado que hay un termistor en la entrada SMPS que limita la corriente de entrada.

Modo Run, modo de funcionamiento. Cuando se completa el arranque suave, el sistema ingresa al modo de operación con voltaje compensado. Esta función proporciona cierta estabilización del voltaje de salida del convertidor. La compensación de voltaje se produce cambiando la frecuencia de operación del convertidor (aumentar la frecuencia reduce el voltaje de salida), aunque la precisión de este tipo de “estabilización” no es alta, es no lineal y depende de muchos parámetros y, por lo tanto, no es fácil. para predecir. IR2161 monitorea la corriente de carga a través de una resistencia de corriente (RCS). La corriente máxima se detecta y amplifica en el controlador y luego se aplica al pin CSD. El voltaje en el capacitor CSD, en modo de operación (modo de compensación de voltaje), variará de 0 (con carga mínima) a 5 V (con carga máxima). En este caso, la frecuencia del generador variará de 34 kHz (Vcsd = 5V) a 70 kHz (Vcsd = 0V).

También es posible conectar retroalimentación al IR2161, lo que le permitirá organizar una estabilización casi completa del voltaje de salida y le permitirá monitorear y mantener con mucha más precisión el voltaje requerido en la salida:

No consideraremos este esquema en detalle en el marco de este artículo.

Modo de apagado, modo de apagado. El IR2161 contiene un sistema de apagado automático de dos posiciones que detecta condiciones de cortocircuito y sobrecarga del inversor. El voltaje en el pin CS se utiliza para determinar estas condiciones. Si la salida del convertidor está en cortocircuito, una corriente muy grande fluirá a través de los interruptores y el sistema deberá apagarse en unos pocos períodos de tiempo en la red; de lo contrario, los transistores se destruirán rápidamente debido al descontrol térmico de la unión. El pin CS tiene un retardo de apagado para evitar disparos molestos, ya sea debido a una irrupción de corriente en el encendido o a corrientes transitorias. Umbral inferior (cuando Vcs > 0,5< 1 В), имеет намного retraso largo antes de desconectar el suministro eléctrico. El retraso para el apagado por sobrecarga es de aproximadamente 0,5 segundos. Ambos modos de apagado (sobrecarga y cortocircuito) tienen un reinicio automático, lo que permite que el controlador reanude el funcionamiento aproximadamente 1 segundo después de que se elimina la sobrecarga o el cortocircuito. Esto significa que si se corrige la falla, el inversor puede continuar funcionando normalmente. El oscilador opera a su frecuencia de operación mínima (34 kHz) cuando el capacitor CSD se cambia al circuito de apagado. En modo de arranque suave o modo de funcionamiento, si se excede el umbral de sobrecarga (Vcs > 0,5 V), el IR2161 carga rápidamente el CSD a 5 V. Cuando el voltaje en el pin CS es superior a 0,5 V y cuando se excede el umbral de cortocircuito de 1 V, el CSD se cargará desde 5 V al voltaje de suministro del controlador (10-15 V) en 50 ms. Cuando el voltaje umbral de sobrecarga Vcs es superior a 0,5 V pero inferior a 1 V, el CSD se carga desde 5 V al voltaje de suministro en aproximadamente 0,5 segundos. Debe recordarse y tenerse en cuenta el hecho de que en el pin CS aparecen pulsos de alta frecuencia con un ciclo de trabajo del 50% y una envolvente sinusoidal; esto significa que solo en el pico del voltaje de la red el condensador CSD se cargará en etapas. , en cada medio ciclo. Cuando el voltaje en el condensador CSD alcanza el voltaje de suministro, el CSD se descarga a 2,4 V y el convertidor arranca de nuevo. Si el fallo persiste, el CSD comienza a cargar de nuevo. Si la falla desaparece, el CSD se descargará a 2,4 V y luego el sistema volverá automáticamente al modo operativo de compensación de voltaje.

Modo STANDBY, modo de espera- el modo en el que se encuentra el controlador en caso de tensión de alimentación insuficiente, mientras que no consume más de 300 μA. En este caso, el oscilador se apaga naturalmente y el SMPS no funciona, no hay voltaje en su salida.

Bloques Modo de sincronización de falla, modo de retardo y falla, aunque se muestran en el diagrama de bloques, no son esencialmente modos de funcionamiento del controlador; más bien, pueden atribuirse a etapas de transición (modo de retardo y fallo) o condiciones para la transición de un modo a otro (modo de temporización de fallo).

Ahora describiré ¿Cómo funciona todo junto?:
Cuando se aplica energía, el controlador se inicia en modo UVLO. Tan pronto como el voltaje de suministro del controlador excede el valor de voltaje mínimo requerido para un funcionamiento estable, el controlador cambia al modo de arranque suave y el oscilador comienza a una frecuencia de 130 kHz. El condensador CSD se carga suavemente hasta 5V. A medida que se cargan los condensadores externos, la frecuencia de funcionamiento del oscilador disminuye hasta la frecuencia de funcionamiento. De este modo, el controlador cambia al modo RUN. Tan pronto como el controlador ingresa al modo RUN, el capacitor CSD se descarga instantáneamente al potencial de tierra y se conecta mediante un interruptor interno al circuito de compensación de voltaje. Si el SMPS no se inicia en ralentí, sino bajo carga, habrá un potencial en el pin CS proporcional al valor de carga, que, a través de los circuitos internos del controlador, afectará la unidad de compensación de voltaje y no permitirá que el CSD condensador, después de completar el arranque suave, para descargarse completamente. Gracias a esto, el arranque no se producirá a la frecuencia máxima del rango de funcionamiento, sino a una frecuencia correspondiente al valor de carga en la salida del SMPS. Después de cambiar al modo RUN, el controlador funciona según la situación: o permanece funcionando en este modo hasta que se cansa y desconecta la fuente de alimentación de la toma de corriente, o... En caso de sobrecalentamiento, el controlador entra en modo FALLO, el oscilador deja de funcionar. Una vez que el chip se enfría, se produce un reinicio. En caso de sobrecarga o cortocircuito, el controlador entra en modo de sincronización de falla y el capacitor externo CSD se desconecta instantáneamente de la unidad de compensación de voltaje y se conecta a la unidad de apagado (el capacitor CSD en este caso establece el tiempo de retardo de apagado del controlador). ). La frecuencia de funcionamiento se reduce instantáneamente al mínimo. En caso de sobrecarga (cuando el voltaje en el pin CS > 0,5< 1 В), контроллер переходит в режим SHUTDOWN и выключается, но происходит это не мгновенно, а только в том случае, если перегрузка продолжается дольше половины секунды. Если перегрузки носят импульсный характер с продолжительностью импульса не более 0,5 сек, то контроллер будет просто работать на минимально возможно частоте, постоянно переключаясь между режимами RUN, Fault Timing, Delay, RUN (при этом будут отчетливо слышны щелчки). Когда напряжение на выводе CS превышает 1В, срабатывает защита от короткого замыкания. При устранении перегрузки или короткого замыкания, контроллер переходит в режим STANDBY и при наличии благоприятных условий для перезапуска, минуя режим софт-старта, переходит в режим RUN.

Ahora que comprende cómo funciona el IR2161 (eso espero), le contaré sobre las fuentes de alimentación conmutadas basadas en él. Quiero advertirte de inmediato que si decides montar una fuente de alimentación conmutada basada en este controlador, entonces debes montar el SMPS guiado por el circuito más moderno y avanzado en el correspondiente. placa de circuito impreso. Por lo tanto, la lista de radioelementos al final del artículo se proporcionará solo para ultima versión fuente de alimentación. Todas las ediciones intermedias del IIP se muestran únicamente para demostrar el proceso de mejora del dispositivo.

Y el primer PII que se discutirá lo nombro convencionalmente yo. 2161 SE 2.

La principal y clave diferencia del 2161 SE 2 es la presencia de un circuito de autoalimentación del controlador, que permitió deshacerse de las resistencias de extinción de ebullición y, en consecuencia, aumentar la eficiencia en varios por ciento. También se realizaron otras mejoras igualmente significativas: optimización del diseño de la placa de circuito impreso, se agregaron más terminales de salida para conectar la carga y se agregó un varistor.

El diagrama SMPS se muestra en la siguiente imagen:

El circuito de autoalimentación está construido sobre VD1, VD2, VD3 y C8. Debido al hecho de que el circuito de autoalimentación no está conectado a una red de baja frecuencia de 220 V (con una frecuencia de 50 Hz), sino al devanado primario de un transformador de alta frecuencia, la capacidad del condensador de extinción de autoalimentación ( C8) es sólo 330pF. Si el autoabastecimiento se organizara desde una red de baja frecuencia de 50 Hz, entonces la capacidad del condensador de extinción tendría que aumentarse 1000 veces; por supuesto, dicho condensador ocuparía mucho más espacio en la placa de circuito impreso. El método descrito de autoalimentación no es menos efectivo que el de autoalimentación desde un devanado separado de un transformador, pero es mucho más simple. El diodo Zener VD1 es necesario para facilitar el funcionamiento del diodo Zener incorporado en el controlador, que no es capaz de disipar una potencia significativa y, sin instalar un diodo Zener externo, simplemente puede romperse, lo que conducirá a una pérdida total de funcionalidad del el microcircuito. El voltaje de estabilización VD1 debe estar en el rango de 12 a 14 V y no debe exceder el voltaje de estabilización del diodo zener incorporado en el controlador, que es de aproximadamente 14,5 V. Como VD1, puede usar un diodo zener con un voltaje de estabilización de 13 V (por ejemplo, 1N4743 o BZX55-C13), o usar varios diodos zener conectados en serie, que es lo que hice. Conecté dos diodos Zener en serie: uno de ellos era de 8,2 V y el otro de 5,1 V, lo que finalmente dio un voltaje resultante de 13,3 V. Con este enfoque para alimentar el IR2161, el voltaje de suministro del controlador no cae y es prácticamente independiente del tamaño de la carga conectada a la salida SMPS. En este esquema, R1 solo es necesario para iniciar el controlador, por así decirlo, para la patada inicial. R1 se calienta un poco, pero no tanto como en la primera versión de esta fuente de alimentación. El uso de una resistencia R1 de alta resistencia proporciona otra característica interesante: el voltaje en la salida del SMPS no aparece inmediatamente después de enchufarlo a la red, sino después de 1-2 segundos, cuando el C3 se carga al voltaje mínimo de 2161 (aproximadamente 10,5 V).

A partir de este SMPS y todos los siguientes, se utiliza un varistor en la entrada del SMPS; está diseñado para proteger el SMPS de exceder el voltaje de entrada por encima del valor permitido (en este caso, 275 V) y también suprime de manera muy efectiva el alto voltaje. interferencia evitando que entren en la entrada SMPS de la red y sin liberar la interferencia del SMPS nuevamente a la red.

En el rectificador de la fuente de alimentación secundaria de la fuente de alimentación, utilicé dos diodos SF54 (200 V, 5 A) en paralelo. Los diodos están ubicados en dos pisos, los cables de los diodos deben ser lo más largos posible; esto es necesario para una mejor disipación del calor (los cables son una especie de radiador para el diodo) y una mejor circulación del aire alrededor de los diodos.

En mi caso, el transformador está fabricado con un núcleo de una fuente de alimentación de computadora: ER35/21/11. El devanado primario tiene 46 vueltas en tres cables de 0,5 mm, dos devanados secundarios tienen 12 vueltas en tres cables de 0,5 mm. Las bobinas de entrada y salida también se obtienen de la fuente de alimentación de la computadora.

La fuente de alimentación descrita es capaz de entregar 250W a la carga durante un tiempo prolongado (sin limitación de tiempo de funcionamiento) y 350W durante un tiempo breve (no más de un minuto). Cuando se utiliza este SMPS en modo de carga dinámica (por ejemplo, para alimentar un amplificador de potencia de audiofrecuencia de clase B o AB), es posible alimentar un UMZCH con una potencia de salida total de 300 W (2x150 W en modo estéreo) a partir de esta potencia de conmutación. suministrar.

Oscilograma en el devanado primario del transformador (sin amortiguador, R5 = 0,15 ohmios, salida de 190 W):

Como puede verse en el oscilograma, con una potencia de salida de 190 W, la frecuencia de funcionamiento del SMPS se reduce a 38 kHz; en reposo, el SMPS funciona a una frecuencia de 78 kHz:

Además, en los oscilogramas se ve claramente que no hay valores atípicos en el gráfico, lo que sin duda caracteriza positivamente a este SMPS.

A la salida de la fuente de alimentación, en uno de los brazos podéis ver la siguiente imagen:

La ondulación tiene una frecuencia de 100 Hz y un voltaje de ondulación de aproximadamente 0,7 V, que es comparable a la ondulación en la salida de una fuente de alimentación clásica, lineal y no estabilizada. A modo de comparación, aquí se muestra un oscilograma tomado cuando se opera a la misma potencia de salida para una fuente de alimentación clásica (capacidad del condensador de 15000 μF en el brazo):

Como puede verse en los oscilogramas, la fluctuación de la tensión de alimentación en la salida de una fuente de alimentación conmutada es menor que la de una fuente de alimentación clásica de la misma potencia (0,7 V para una SMPS, frente a 1 V para una unidad clásica). Pero a diferencia de una fuente de alimentación clásica, en la salida del SMPS se nota un pequeño ruido de alta frecuencia. Sin embargo, no hay interferencias ni emisiones significativas de alta frecuencia. La frecuencia de ondulación del voltaje de suministro en la salida es de 100 Hz y es causada por la ondulación de voltaje en el circuito primario del SMPS a lo largo del bus de +310 V. Para reducir aún más la ondulación en la salida SMPS, es necesario aumentar la capacitancia del condensador C9 en el circuito primario de la fuente de alimentación o la capacitancia de los condensadores en el circuito secundario de la fuente de alimentación (el primero es más efectivo), y Para reducir la interferencia de alta frecuencia, utilice bobinas con mayor inductancia en la salida SMPS.

La PCB se ve así:

El siguiente diagrama SMPS que se discutirá es 2161 SE 3:

La fuente de alimentación terminada, ensamblada según este diagrama, se ve así:

en el esquema diferencias fundamentales Del SE 2: no, las diferencias se refieren principalmente a la placa de circuito impreso. El circuito agregó solo amortiguadores en los devanados secundarios del transformador: R7, C22 y R8, C23. Los valores de las resistencias de puerta se han incrementado de 22 ohmios a 51 ohmios. El valor del condensador C4 se ha reducido de 220 µF a 47 µF. La resistencia R1 se ensambla a partir de cuatro resistencias de 0,5 W, lo que permitió reducir el calentamiento de esta resistencia y abaratar un poco el diseño porque En mi zona, cuatro resistencias de medio vatio son más baratas que una de dos vatios. Pero sigue existiendo la posibilidad de instalar una resistencia de dos vatios. Además, el valor del condensador de autoalimentación se aumentó a 470pF, esto no tenía ningún sentido particular, pero se hizo como un experimento, el vuelo fue normal. Los diodos MUR1560 en un paquete TO-220 se utilizan como diodos rectificadores en el circuito secundario. Placa de circuito impreso optimizada y reducida. Las dimensiones de la placa de circuito impreso SE 2 son 153x88, mientras que la placa de circuito impreso SE 3 tiene unas dimensiones de 134x88. La PCB se ve así:

El transformador está fabricado sobre un núcleo procedente de una fuente de alimentación de computadora: ER35/21/11. El devanado primario tiene 45 vueltas en tres cables de 0,5 mm, dos devanados secundarios tienen 12 vueltas en cuatro cables de 0,5 mm. Las bobinas de entrada y salida también se obtienen de la fuente de alimentación de la computadora.

La primera conexión de este SMPS a la red demostró que los amortiguadores en el circuito secundario de la fuente de alimentación eran claramente superfluos: se soldaron inmediatamente y no se utilizaron más. Más tarde también se soldó el amortiguador del devanado primario, ya que resultó que hacía mucho más daño que bien.

Fue posible extraer 300-350W de potencia de esta fuente de alimentación durante mucho tiempo; durante un corto período de tiempo (no más de un minuto), este SMPS puede suministrar hasta 500W; después de un minuto de funcionamiento en este modo, el radiador general Calienta hasta 60 grados.

Mira los oscilogramas:

Todo sigue siendo hermoso, el rectángulo es casi perfectamente rectangular, no hay valores atípicos. Con los snubbers, por extraño que parezca, no todo era tan bonito.

El siguiente diagrama es el último y más avanzado 2161 SE 4:

Cuando se ensambla, el dispositivo según este diagrama se ve así:

Como la última vez, no hubo cambios importantes en el esquema. Quizás la diferencia más notoria es que han desaparecido los amortiguadores, tanto en el circuito primario como en los secundarios. Porque, como han demostrado mis experimentos, debido a las peculiaridades del controlador IR2161, los amortiguadores solo interfieren con su funcionamiento y simplemente están contraindicados. También se hicieron otros cambios. Los valores de las resistencias de puerta (R3 y R4) se han reducido de 51 a 33 Ohmios. En serie con el condensador de autoalimentación C7, se agrega una resistencia R2 para proteger contra sobrecorrientes al cargar los condensadores C3 y C4. La resistencia R1 todavía consta de cuatro resistencias de medio vatio, y la resistencia R6 ahora está oculta debajo de la placa y consta de tres resistencias SMD del formato 2512. Tres resistencias proporcionan la resistencia requerida, pero no es necesario usar exactamente tres resistencias; dependiendo Según la potencia requerida, puede utilizar una, dos o tres resistencias. El termistor RT1 se ha movido del SMPS al objetivo de +310 V. Las medidas restantes se refieren únicamente al diseño de la placa de circuito impreso y se ve así:

Se ha añadido un espacio de seguridad a la placa de circuito impreso entre los circuitos primario y secundario, y se ha realizado un corte en la placa en el punto más estrecho.

El transformador es exactamente el mismo que en la fuente de alimentación anterior: está fabricado en un núcleo de una fuente de alimentación de computadora: ER35/21/11. El devanado primario tiene 45 vueltas en tres cables de 0,5 mm, dos devanados secundarios tienen 12 vueltas en cuatro cables de 0,5 mm. Las bobinas de entrada y salida también se obtienen de la fuente de alimentación de la computadora.

La potencia de salida de la fuente de alimentación siguió siendo la misma: 300-350 W en modo a largo plazo y 500 W en modo a corto plazo (no más de un minuto). Desde este SMPS podrás alimentar un UMZCH con una potencia de salida total de hasta 400W (2x200W en modo estéreo).

Ahora veamos los oscilogramas en el devanado primario del transformador de esta fuente de alimentación conmutada:

Todo sigue siendo hermoso: el rectángulo es rectangular, no hay valores atípicos.

A la salida de uno de los brazos de la fuente de alimentación, en reposo, se puede observar la siguiente imagen:

Como puede ver, la salida contiene un ruido de alta frecuencia insignificante con un voltaje de no más de 8 mV (0,008 V).

Bajo carga, en la salida se pueden observar las ya conocidas ondulaciones con una frecuencia de 100 Hz:

Con una potencia de salida de 250 W, el voltaje de ondulación en la salida del SMPS es de 1,2 V, lo que, considerando la menor capacitancia de los condensadores en el circuito secundario (2000 uF en el hombro, frente a 3200 uF para SE2) y la alta potencia de salida en donde se tomaron las medidas, se ve muy bien. El componente de alta frecuencia a una determinada potencia de salida (250 W) también es insignificante, tiene un carácter más ordenado y no supera los 0,2 V, lo que es un buen resultado.

Configuración del umbral de protección. El umbral en el que funcionará la protección lo establece la resistencia RCS (R5 - en SE 2, R6 - en SE 3 y SE 4).

Esta resistencia puede ser de salida o formato SMD 2512. RCS puede estar compuesto por varias resistencias conectadas en paralelo.
La denominación RCS se calcula mediante la fórmula: Rcs = 32/Pnom. Donde, Pnom es la potencia de salida del SMPS, por encima de la cual funcionará la protección contra sobrecarga.
Ejemplo: digamos que necesitamos que la protección contra sobrecarga se active cuando la potencia de salida supere los 275W. Calculamos el valor de la resistencia: Rcs=32/275=0,116 Ohm. Puede utilizar una resistencia de 0,1 ohmios, dos resistencias de 0,22 ohmios conectadas en paralelo (lo que dará como resultado 0,11 ohmios) o tres resistencias de 0,33 ohmios, también conectadas en paralelo (lo que dará como resultado 0,11 ohmios).

Ahora es el momento de tocar el tema que más interesa a la gente: cálculo de un transformador para una fuente de alimentación conmutada. Debido a sus numerosas solicitudes, finalmente les contaré en detalle cómo hacerlo.

En primer lugar, necesitamos un núcleo con marco, o simplemente un núcleo si es un núcleo en forma de anillo (forma R).

Los núcleos y marcos pueden tener configuraciones completamente diferentes y pueden usarse de cualquier forma. Utilicé un núcleo de cuadro ER35 de una fuente de alimentación de computadora. Lo más importante es que el núcleo no tenga hueco, no se pueden utilizar núcleos con hueco.

De forma predeterminada, inmediatamente después de iniciar el programa, verá números similares.
Comenzando el cálculo, lo primero que haremos será seleccionar la forma y dimensiones del núcleo en la esquina superior derecha de la ventana del programa. En mi caso la forma es ER y las tallas son 35/21/11.

Las dimensiones del núcleo se pueden medir de forma independiente; cómo hacerlo se puede entender fácilmente en la siguiente ilustración:

A continuación, seleccione el material del núcleo. Es bueno si sabes de qué material está hecho tu núcleo; si no, está bien, simplemente elige la opción predeterminada: N87 Epcos. En nuestras condiciones, la elección del material no tendrá una influencia significativa en el resultado final.

El siguiente paso es seleccionar el circuito convertidor, el nuestro es medio puente:

En la siguiente parte del programa, "voltaje de suministro", seleccione "variable" e indique 230 V en las tres ventanas.

En el apartado “características del convertidor” indicamos la tensión de salida bipolar que necesitamos (tensión de un brazo) y la potencia de salida requerida del SMPS, así como el diámetro del cable con el que queremos enrollar los devanados secundario y primario. . Además, se selecciona el tipo de rectificador utilizado: "bipolar con punto medio". Allí también marcamos la casilla “usar los diámetros deseados” y en “estabilización de salidas” seleccionamos “no”. Selecciona el tipo de refrigeración: activa con ventilador o pasiva sin él. Deberías terminar con algo como esto:

Los valores reales de los voltajes de salida serán mayores a lo que indiques en el programa al calcular. En este caso, con un voltaje de 2x45V especificado en el programa, la salida de un SMPS real será de aproximadamente 2x52V, por lo que al calcular, recomiendo especificar un voltaje que sea 3-5V menor que el requerido. O indique el voltaje de salida requerido, pero enrolle una vuelta menos de lo indicado en los resultados del cálculo del programa. La potencia de salida no debe exceder los 350 W (para 2161 SE 4). El diámetro del alambre para enrollar, puedes usar cualquiera que tengas, debes medir e indicar su diámetro. No debe enrollar los devanados con un cable con un diámetro de más de 0,8 mm, es mejor enrollar los devanados con varios (dos, tres o más) cables delgados que con un cable grueso.

Después de todo esto, haz clic en el botón “calcular” y obtén el resultado, en mi caso quedó así:

Centramos nuestra atención en los puntos resaltados en rojo. El devanado primario en mi caso constará de 41 vueltas enrolladas en dos cables de 0,5 mm de diámetro cada uno. El devanado secundario consta de dos mitades de 14 vueltas, enrolladas en tres hilos de 0,5 mm de diámetro cada uno.

Después de recibir todos los datos de cálculo necesarios, procedemos directamente a bobinar el transformador.
Me parece que aquí no hay nada complicado. Te diré cómo lo hago. Primero, se enrolla todo el devanado primario. Uno de los extremos del cable(s) se pela y se suelda al terminal correspondiente del marco del transformador. Después de lo cual comienza el bobinado. Se enrolla la primera capa y luego se aplica una fina capa de aislamiento. Después de lo cual se enrolla la segunda capa y se vuelve a aplicar una fina capa de aislamiento y así se enrolla todo el número necesario de vueltas del devanado primario. Es mejor enrollar los devanados espira por espira, pero también puedes hacerlo torcido o simplemente "de todos modos", esto no jugará un papel notable. Después de haber enrollado el número requerido de vueltas, se corta el extremo del cable, se pela el extremo del cable y se suelda a otro terminal correspondiente del transformador. Después de enrollar el devanado primario, se le aplica una capa gruesa de aislamiento. Lo mejor es utilizar una cinta Mylar especial como aislamiento:

La misma cinta se utiliza para aislar los devanados de los transformadores de impulsos de las fuentes de alimentación de las computadoras. Esta cinta conduce bien el calor y tiene una alta resistencia al calor. De los materiales disponibles, se recomienda utilizar: cinta FUM, cinta adhesiva, yeso de papel o una funda para hornear cortada en tiras largas. Está estrictamente prohibido utilizar PVC y cinta aislante de tela, cinta de papelería o yeso de tela para aislar los devanados.

Una vez enrollado y aislado el devanado primario, procedemos a enrollar el devanado secundario. Algunas personas enrollan dos mitades del devanado a la vez y luego las separan, pero yo enrollo las mitades del devanado secundario una por una. El devanado secundario se enrolla de la misma manera que el primario. Primero, pelamos y soldamos un extremo del (los) cable(s) al terminal correspondiente del marco del transformador, enrollamos el número requerido de vueltas, aplicando aislamiento después de cada capa. Habiendo enrollado el número requerido de vueltas de la mitad del devanado secundario, pelamos y soldamos el extremo del cable al terminal correspondiente del marco y aplicamos una fina capa de aislamiento. Soldamos el comienzo del cable de la siguiente mitad del devanado al mismo terminal que el final de la mitad anterior del devanado. Enrollamos en la misma dirección, el mismo número de vueltas que la mitad anterior del devanado, aplicando aislamiento después de cada capa. Después de enrollar el número requerido de vueltas, suelde el extremo del cable al terminal correspondiente del marco y aplique una fina capa de aislamiento. No es necesario aplicar una capa gruesa de aislamiento después de enrollar el devanado secundario. En este punto, el devanado se puede considerar completo.

Una vez completado el bobinado, es necesario insertar el núcleo en el marco y pegar las mitades del núcleo. Para pegar, utilizo superpegamento de un segundo. La capa de adhesivo debe ser mínima para no crear un espacio entre las partes del núcleo. Si tiene un núcleo anular (forma R), naturalmente no tendrá que pegar nada, pero el proceso de bobinado será menos conveniente y le quitará mas fuerza y nervios. Además, el núcleo del anillo es menos conveniente debido al hecho de que usted mismo tendrá que crear y moldear los cables del transformador, así como pensar en conectar el transformador terminado a la placa de circuito impreso.

Una vez finalizado el bobinado y montaje del transformador, debería obtener algo como esto:

Para facilitar la narración, también agregaré aquí el diagrama SMPS 2161 SE 4 para una breve descripción. hablar sobre la base del elemento y posibles reemplazos.

Vayamos en orden, desde la entrada hasta la salida. Por entrada tensión de red cumple con el fusible F1, el fusible puede tener una clasificación de 3,15 A a 5 A. El varistor RV1 debe estar diseñado para 275 V; dicho varistor estará marcado como 07K431, pero también es posible utilizar variadores 10K431 o 14K431. También es posible utilizar un varistor con un voltaje umbral más alto, pero la efectividad de la protección y la supresión del ruido será notablemente menor. Los condensadores C1 y C2 pueden ser condensadores de película normales (como CL-21 o CBB-21) o del tipo supresor de ruido (por ejemplo X2) para un voltaje de 275 V. Desoldamos el inductor dual L1 de una fuente de alimentación de computadora u otro equipo defectuoso. El inductor se puede fabricar de forma independiente enrollando de 20 a 30 vueltas en un núcleo anular pequeño, con un cable con un diámetro de 0,5 a 0,8 mm. El puente de diodos VDS1 puede ser cualquiera para una corriente de 6 a 8A, por ejemplo, como se indica en el diagrama: KBU08 (8A) o RS607 (6A). Cualquier diodo lento o rápido con una corriente de 0,1 a 1 A y un voltaje inverso de al menos 400 V es adecuado como VD4. R1 puede consistir en cuatro resistencias de medio vatio de 82 kOhm o una resistencia de dos vatios con la misma resistencia. El diodo Zener VD1 debe tener un voltaje de estabilización en el rango de 13 a 14 V; se permite utilizar un diodo Zener o conexión en serie dos diodos zener con menor voltaje. C3 y C5 pueden ser de película o cerámica. C4 debe tener una capacitancia de no más de 47 µF, voltaje de 16-25 V. Los diodos VD2, VD3, VD5 deben ser muy rápidos, por ejemplo, HER108 o SF18. C6 puede ser de película o cerámica. El condensador C7 debe estar diseñado para una tensión de al menos 1000 V. C9 puede ser de película o cerámica. La clasificación R6 debe calcularse para la potencia de salida requerida, como se describe anteriormente. Como R6, puede utilizar resistencias SMD del formato 2512 o resistencias de salida de uno o dos vatios; en cualquier caso, las resistencias se instalan debajo de la placa. El condensador C8 debe ser de película (tipo CL-21 o CBB-21) y tener un voltaje de funcionamiento permitido de al menos 400 V. C10 es un condensador electrolítico con un voltaje de al menos 400 V; la magnitud de las ondulaciones de baja frecuencia en la salida del SMPS depende de su capacitancia. RT1 es un termistor, puedes comprarlo o desoldarlo de la fuente de alimentación de una computadora, su resistencia debe ser de 10 a 20 ohmios y la corriente permitida debe ser de al menos 3A. Como transistores VT1 y VT2 se pueden utilizar tanto el IRF740 indicado en el diagrama como otros transistores con parámetros similares, por ejemplo, IRF840, 2SK3568, STP10NK60, STP8NK80, 8N60, 10N60. Los condensadores C11 y C13 deben ser de película (tipo CL-21 o CBB-21) con un voltaje permitido de al menos 400 V, su capacitancia no debe exceder los 0,47 μF indicados en el diagrama. C12 y C14 son condensadores cerámicos de alto voltaje para una tensión de al menos 1000 V. El puente de diodos VDS2 consta de cuatro diodos conectados por un puente. Como diodos VDS2, es necesario utilizar diodos muy rápidos y potentes, por ejemplo, como MUR1520 (15A, 200V), MUR1560 (15A, 600V), MUR820 (8A, 200V), MUR860 (8A, 600V), BYW29. (8A, 200V), 8ETH06 (8A, 600V), 15ETH06 (15A, 600V). Los choques L2 y L3 se sueldan desde la fuente de alimentación de la computadora o se fabrican de forma independiente. Se pueden enrollar en barras de ferrita individuales o en un núcleo anular común. Cada uno de los estranguladores debe contener de 5 a 30 vueltas (más, mejor), con un cable con un diámetro de 1 a 1,5 mm. Los condensadores C15, C17, C18, C20 deben ser de película (tipo CL-21 o CBB-21) con un voltaje permitido de 63 V o más, la capacitancia puede ser cualquiera, cuanto mayor sea su capacitancia, mejor, más fuerte será la supresión de alta -interferencia de frecuencia. Cada uno de los condensadores designados en el diagrama como C16 y C19 consta de dos condensadores electrolíticos de 1000 uF y 50 V. En su caso, es posible que necesite utilizar condensadores de mayor voltaje.

Y como toque final os muestro una foto que muestra la evolución de las fuentes de alimentación conmutadas que creé. Cada SMPS posterior es más pequeño, más potente y de mejor calidad que el anterior:

¡Eso es todo! ¡Gracias por su atención!

Lista de radioelementos

Se utiliza una fuente de alimentación conmutada que proporciona voltaje bipolar +/- 50 V con una potencia de hasta 300 W, o fuentes de alimentación de laboratorio de alta potencia (). Este es relativamente circuito simple La fuente de alimentación por impulsos se ensambla principalmente a partir de radioelementos extraídos de fuentes de alimentación AT/ATX antiguas.

Diagrama esquemático del convertidor 220/2x50V.

El transformador inversor fue enrollado sobre un núcleo de ferrita ETD39. Los datos de los devanados son prácticamente los mismos, sólo que los devanados de salida están ligeramente devanados para adaptarse al aumento de voltaje. Los transistores clave son el potente IRFP450. El controlador es el popular chip TL494. La energía se suministra a través de un estabilizador especial. En él, la resistencia de arranque con la tensión de red rectificada carga el condensador de potencia, en el cual, cuando la tensión alcanza el umbral, se enciende el estabilizador y arranca el controlador. Se alimentará solo cuando se acumule energía en el capacitor y, después de que se inicie el convertidor, el devanado adicional del transformador asumirá la energía del controlador. El principio de funcionamiento de esta opción de lanzamiento se conoce desde hace mucho tiempo y se utiliza en el popular m/s UC384x.

Cascada de poder

Otra característica del diseño del circuito de alimentación es el control. transistores de efecto de campo. Aquí el circuito IRFP450 inferior se controla directamente desde la salida del controlador y el superior se controla mediante un pequeño transformador.

Además, el sistema fue equipado con protección actual, monitoreando la corriente del trabajador de campo inferior utilizando su resistencia. rdson.

Resultados de la prueba de la fuente de alimentación

En la práctica, era posible obtener entre 100 y 150 de potencia de salida con altavoces de 4 ohmios. El voltaje +/-50V lo establece la resistencia P1 10k. Por supuesto, puede tomar cualquier valor, dependiendo de la aplicación. circuitos ULF. El sistema actualmente funciona como un .